中财网oto健身器材维修:D类放大：争取更高的体积与用电效益
来源：百度文库 编辑：中财网 时间：2024/04/30 21:58:24
D类放大电路有电压开关型和电流开关型两种，要讲清楚D类放大电路工作原理，并非三言两语所能为之，详细请参阅相关书籍。这里简单说一下D类功放设计步骤：
1。考虑工作频率；
2。确定输出功率；
3。工作可靠性设计，主要考虑附加保护电路设计；
4。供电方式和调制问题。
一、A类(甲类)放大器，是指电流连续地流过所有输出器件的一种放大器。 这种放大器，由于避免了器件开关所产生的非线性，只要偏置和动态范围控制得当，仅从失真的角度来看，可认为它是一种良好的线性放大器。 A类，它本质上是一个单独的射极跟随器，并带有一个有源发射极负载，以达到合适的电流泄放。这一类作为输出级时，需要在开始设计之前就把所要驱动的阻抗是多低搞清楚。
二、B类(乙类)放大器，是指器件导通时间为50％的一种工作类别。这类放大器可以说是最为流行的一种放大器，也许目前所生产的放大器有99％ 是属于这一类。
三、D类(丁类)放大器，这类放大器，其特点是断续地转换器件的开通，其频率超过音频，可控制信号的占空比以使它的平均值能代表音频信号的瞬时电平，这种情况被称为脉宽调制(PWM)，其效率在理论上来说是很高的。但是，实际困难还是非常大的，因为200kHz的高功率方波是不是好的出发点尚不清楚；从失真的角度来看，为保证采样频率的有效性，必须将一个陡峭截止频率的低通滤波器插入放大器与扬声 器之间，以消除绝大部分的射频成分，这至少需要4个电感(考虑立体声)， 成本自然不会低。此外，表现在频响方面，它只能对某一特定负载阻抗保证平坦的频率响应。
为何今日会盛行D类放大器呢？在如此问之前其实应当问过去至今为何AB类会盛行？7 K* E8 O. h, H$ v3 `
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在此我们不再详述电路的细节运作原理，单就结果特性来说明，A类放大具有最佳的信号传真性（电压波形几乎无失真），但却相当耗用电能，一般来说电能利用率只有20％∼30％，举例而言，倘若供应100W电力给A类放大机（扩大机），最后真正输出到喇叭发声功率的只有25W，其余的75W统统是放大系统运作过程中的耗用，而且此一高耗能也会产生高废热，需要在放大晶体管上配装厚高的散热片来帮助散热。虽然A类电能利用率差，但信号完整是其可取之处，所以依然用在高档专业音响中，发烧友为了享受无失真的完美音质，不会太在乎多耗3倍的电能。1 M/ j: ^% F) L3 t& q7 X! V
: P2 w5 N3 I: W- d! N& t4 [ 至于B类放大，其电能利用率较高，理想上可至75％，但却有交越失真的问题，上下波形中有一者会遭部分截断，而无法全波完整放大，如此若用在音响系统就会有明显的声音粗糙变质。至于C类放大比B类更糟，上下两波形都失真，因此更无法用于传真性的放大应用中，多半只用在无线通信的RF射频系统上。
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既然A类波形佳、用电高，而B类却是用电佳、波形稍差（介于A类与C类间），因此人们有了截补的想法，同时用上2个B类放大电路，将两者所剩的完整半波予以合并，以此达到与A类相同的全波效果，此即是所谓的AB类放大（运作电路来自2个B类，呈现效果却近A类），且用电上依然低于A类，若要同样实现一个输出放大达25W的系统，A类整体需要100W，AB类约只要66W，如此连散热片的体积也可以因此精简。今日绝大多数的消费性音响及视听设备都是用AB类。) e6 J, B! i/ q
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D类放大：争取更高的体积与用电效益, U Q! T6 g: a9 d5 W( M, `# I
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很明显的，AB类是兼顾用电（也包含散热、体积）要求及音质要求的妥协性设计，而本文所要谈论的D类也是如此，只是这次更加偏重在电路体积与电能利用率。9 E4 S8 H- x$ r: B# C- R% d
8 f9 \5 i) v! r( M 在此我们要稍微详细地说明D类放大的原理，与ABC三类不同的，D类不是利用功率晶体管的线性工作区间特性来放大，不是用模拟原理来放大，而是用上电压比较、脉宽调变等技术来放大，也因此有人/ `3 n& O3 v: N3 I
称D类放大为数字式功率放大或数字功放。9 ~2 b) i3 N$ `, i2 @2 h _& o
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首先，D类放大会将原始的模拟信号波形，与比它更高频率的三角波（或锯齿波）进行电压比较（透过电压比较器），如此便可将以振幅高低性表示的信号调变成以脉波宽窄性表示的信号，此即是脉宽调变（Pulse Width Modulation；PWM），之后将PWM信号输出到MOSFET场效晶体管上的闸极，以控制晶体管的导通、关闭，同时也在这个阶段进行信号功率放大，最后MOSFET的输出端连接LC（电感、电容）低通滤波电路，将PWM的载波滤除，使原始信号波形重新呈现。
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$ S3 @/ x* f9 \/ U( a 了解原理后，再进一步去了解D类方式所呈现的优缺点，缺点是以调变程序所形成的放大必然与原始信号有些出入，但在一般消费性的音乐播放上依然可被接受，相对的D类放大提供了更多的益处，主要是极高的电能利用率，纯理论上是100％运用，实务上也经常在80％、90％的层级，比AB类更佳，也因此可再降低散热片的倚赖性，甚至在低功率时可完全将散热片舍弃。此外连同其相关组件所需占用的电路面积、体积，以及电路简易性等，亦都是D类较优异。
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更简单说，D类与AB类一样是妥协性的设计，在仍不错的音质下进行大幅的用电、体积精省，这正是今日掌上型、行动式、手持式装置所最钟意的特质，现在绝大多数的手机、数字随身听、口袋电视、PDA、PMP等，其音效部分都实行D类放大器。% ?* E& I$ G8 W6 Q7 q6 W3 B) N. S2 V) O
至此各位可能会说：我没有设计手持装置，不需要讲究用电及电路体积，所以依然可用AB类放大器。但其实非行动运用也逐渐有实行D类放大器的趋势，过去传统模拟映像管电视有很大的体积，其机内仍有宽裕空间可设计音效电路，散热及用电也与映像管系统一并考虑，然而如今数字平面液晶电视、平面喇叭盛行，力求短小轻薄与低用电，这时就难以坚持续用AB类放大器，一样需要考虑用D类放大器。3 n( P4 b+ c$ x‘ ]- ~
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同样的，车内音响及车用娱乐系统也是如此，车用电瓶的电力虽多于掌上型装置的电池，但毕竟少于家用供电插座，加上车体与内装空间的限制，一样有用电与体积的精省压力，这时也会考虑用D类放大器。
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( I# J: k; W9 x 事实上市场也是如此发展，最迫切需要D类放大器的是手持装置，因此初期的D类放大器皆属低功率，即1W∼3W的数瓦层级，之后开始有中功率（10W∼30W的数十瓦层级）的出现，而今更是达100W∼200W的高功率，D类放大器正日渐普遍，不再只是行动设计需要，日益讲究省电、短小轻薄的消费性产品都有需求。
[行动科技] 摆脱流言真情以对：浅谈丁类音频放大器与展频调变技术
Bill McCulley、Royce Higashi
编译：柳林纬
对于追求轻薄短小的可携式电子产品与行动装置来说，如何在有限的内装空间中达成最高的抗电磁干扰（EMI：Electro Magnetic Interference）与抑制射频（RF：radio-frequency）噪声之效果，常常让设计开发人员头痛不已。有鉴于此，本文将探讨业界近年来所陆续导入，且具有展频调变技术（spread- spectrum modulation）的丁类（Class D）音频放大器，并对这类放大电路的抗噪声特性有所认识。
在便携设备当道的今天，随着人们对于轻薄短小的持续精进，也连带使得丁类（Class D）音频放大器成为业界的新秀之一。由于电路复杂度、组件尺寸、以及音质表现都备受肯定，丁类架构（Class D topology）已经成为市场上一股不可忽视的力量。而特别是在各种行动装置的功能越来越多的趋势影响下，可携式产品设计上就不得不考虑到电池续航力等相关的议题。
有鉴于此，过去所广泛使用的传统音频放大器已无法完全胜任。眼看这些甲乙类（Class AB）放大器只有不到三成的系统总功率输出（total output power），而丁类放大器却可达到至少八成左右的表现，其对以电池为主要电源的这些应用产品来说，就更彰显其特色了。
尽管有着这些优势，但真正考验着丁类放大器的难题，却还是另许多人士伤透脑筋。这些难题主要就是来自于电磁辐射（radiated emissions）、电磁干扰（EMI：Electro Magnetic Interference），或射频（RF：radio-frequency）噪声等，影响系统稳定的各种内在或外在因素。所幸，藉由导入展频调变技术（spread- spectrum modulation）之后，可以让新一代的丁类架构技术，能省却滤波器的配置，并大幅抑制上述电磁和射频的干扰。
电磁与射频干扰
为了要了解电磁射频干扰源对于丁类放大器的影响有多深，在此就先解说一下丁类架构的基本原理。不同于以往的甲乙类放大架构，丁类放大器把音频讯号调变成一个参考的三角波或锯齿波，予以扩大之后，一般会以脉宽调变（PWM：pulse width modulated）的交换式讯号来输出（switching output）。
正因为从头到尾都是透过调变来进行，丁类放大器在工作时会不断地以交换式讯号来动作，其运作的频率几乎是以超出音频范围（一般的定义是20Hz至20KHz）的频率来调变。而负责控制切换用的载波（即PWM），其方波的工作周期会以输入讯号的一定比例来对应。典型的切换频率是以输入频率（音频范围）最高值的十倍为底线，也就是说，大约是200KHz以上。
此外，在大部分的丁类放大器里，其回授路径（feedback path）会产生误差讯号（error signal），以期改善电路的总谐波失真与噪声（THD＋N：total harmonic distortion and noise）、电源拒斥比（PSRR：power-supply rejection ratio），和其他相关的性能表现。如果需要进一步了解这方面的原理，请参照本文的【参考数据（1）】、以及【参考数据（2）】等这些文献。
传统的电感电容滤波
透过刚刚的原理解说，丁类放大器的一些实务上的限制，也就呼之欲出了。由于在切换中使用到高频频率，不论是在交换式讯号上，还是在方波以及零组件上所引起的谐波，都会产生出各式各样的高频能量。基于这个理由，即使到现在丁类放大器仍需要低通滤波器（一般都是使用「二阶巴特渥兹式电感电容滤波器」，two-pole Butterworth LC filter）来滤除高电流、高频率的方波讯号，以其能只留下所需的音频讯号。
至于较新一点的丁类放大器，则以扬声器来做为低通滤波器的骨干，就此省却了外在的滤波电路。然而，尽管这种号称「免滤波器」（filterless）的丁类放大器已经广受各种可携式产品的接纳，但事实上，这个作法不仅不能解决电磁与射频的干扰问题，反而会衍生出传统「具滤波器」（filtered）的丁类放大器所没有的各种问题。
而根据相关的研究指出，如本文的【参考资料（3）】，虽然丁类放大器有其独到的优异之处，而且其理论上的效率值也颇令人激赏，但在实务上，却仍有一些可议之处，尤其在诸多严格把关的电磁干扰规范条件下，要让这高达200KHz的方波讯号不产生任何问题，实在是件非常棘手的事。
产品内与产品间的干扰
更而甚之地，在轻薄短小的可携式产品中，这些林林总总的电磁干扰问题势必变得更加复杂严重了。一旦产品的体积缩小，其零组件、线路、连接线、以及各种组件，彼此间的距离也就拉近了，而希望透过印刷电路板（PCB）布局（layout）的方式，来避开可能的干扰，这种如意算盘很难在此施展开来。
同时，在如此狭小有限的空间中，要把电感电容那些滤波器组件给搞进来，是绝对不可能的事。而先前提到新一点的技术，把扬声器当成滤波组件的作法，不仅要有较高的电力与功率最基础，而且也会产生更多的电磁散射（emissions）。此外，随着可携式行动装置整合了各种不同的无线传输功能，像是Bluetooth（蓝牙）、Wi-Fi、无线局域网络（wireless area network）、以及其他台面上的无线技术，更会让紧接而来的电磁射频干扰问题变得难分难解。
到目前为止讲的所有干扰，都还只是单一产品「兄弟阋墙的家内事」，但面对干扰的问题，还需要考虑到不同装置之间「以邻为壑的大小事」。几乎所有消费性电子产品都需要通过「美国联邦通讯传播委员会」（FCC）的相关规范，其中当然也包含了对于不同产品之间相互干扰的规定。
几种常见的对付手法
谈到对付电磁干扰问题，其实有很多种方法可供采用。其中一项，当然是把放大器所需使用的方波频率给降低，或者是把方波的波缘（edge）给盾化（soften）。但这样的作法，却会导致整体的总谐波失真与噪声（THD＋N）攀升，并使得所处理的音频讯号取样率变差，进而连带影响音质与系统效率。
而采用电容电感式（LC：inductor plus capacitor）滤波器的作法，虽可大幅抑制电磁干扰，但这些组件本身的体积与价格不仅是个问题，其引用后所导致的最终产品大小与售价也会严重影响卖相。
另外，印刷电路板上的导线与线路，也会形同天线一般，并引起各种电磁辐射的效应。特别是当线路的长度正好是讯号频率的四分之一波长时，其结果将一发不可收拾，因此，在设计时也要注意到这方面的问题，并尽量缩短导线路径的长度。
其他相关的作法
至于其他的作法，还包括：把可能传递高频讯号的线路，用接地挡板（ground planes）、隔离组件，或环形磁芯线圈（toroid inductors）来隔开。而对于「免滤波器」的丁类系统来说，连接放大器输出到扬声器的传输线与线路，则不得不留意其显著的射频电磁散射（RF emissions）。
实务上，对于这类在传输在线产生的电磁散射，一般都是在靠近放大器的一端加装铁芯串珠（ferrite beads），来解决扬声器所产生的干扰。这种使用亚铁盐的铁芯串珠，其实可以看做是射频抑制器（RF choke），也就是衰减高频讯号的组件。然而，这种组件只能在狭隘的讯号频率范围中发挥作用，而对于超出其动作频带的输出噪声，则是一点办法也没有。
如果上述的印刷电路板布局或滤波器都派不上用场的话，讯号遮蔽（shielding）当然也是个不错的方式。只不过，在狭小的行动装置里，到底能用什么样的遮蔽方式来处理多如繁星的干扰和噪声，这就不是说得到做得到的事了。
除了线路与滤波器，电源供应电路也往往会产生一些电磁干扰。任何一个丁类放大器都需要在极短的工作脉冲周期中，消耗大量的电流，而在输出方面也需要交换讯号有斩钉截铁的方波波缘，这些因素，都会让电源供应产生许多连带结果。而要降低这些由电源供应所引起的相关干扰问题，必须仔细落实电路板与组件的布局、以及各种可能的旁路（bypassing）及接地技术。
跳脱「既生瑜，何生亮」的思维
假使真的做到了上面提的各种方法，在「尽人事」之后却只能「听天命」等着噪声与干扰消失殆尽，似乎有点坐以待毙的味道。换个角度想，既然无法完全抑制噪声与电磁干扰，那么，在思考「既生瑜，何生亮」的同时，为什么不干脆换个方式，根本就不要让电磁辐射因为丁类放大器而发生呢？
因此，比起过去的丁类架构，业界认为若采用了展频调变技术之后，或许结果就能为之丕变。而在这样的思维下，已经有一些组件相继问世了。诚如本文的【参考资料（4）】等文献指出，展频调变已经不是什么新玩意儿了，这可是早在半世纪前就有的老骨头，当初主要用在通讯设施以及军事雷达系统上。在过去的年代里，展频调变技术已经广泛地运用在许多环节中，其中尤以重视精准的频率电路为最。这也就是当初人们想到要拿这样的技术，套用在丁类放大器的原因之一。
透过展频调变器（modulator）调节系统之输出讯号的切换频率，以其为中心，并在设定好的频带范围内高低游移延展。例如：以300KHz为中心频率（center frequency），把频率延展范围（frequency spread）定为上下百分之三十（±30%）。而在频率以随机数随机（randomly）的方式动作下，其实际输出的频率就会在这个范围中乎高乎低。这么一来，所获得的好处多多，包括：高效率、低THD＋N，以及电磁辐射噪声与电磁干扰都能有所抑制。
值得一提的是，尽管噪声与干扰的总能量不变，但测得的峰值能量却大幅减少。如【图一】所示，其原因在于，这些能量被打散到整个展频频带范围里了。比较起固定频率（fixed-frequency）的方式，以及展频调变的方式，整个系统的噪声峰值能量结果，显然有很大的差异。
透过随机的方式以展频调变的技术来处理，使得系统的整体频谱表现大幅改善。如【图二】所示，即使都采用了高速傅立叶变换（FFT：fast Fourier Transform）为基础，图左以固定频率方式的放大器，其噪声峰值能量明显地汇集在谐波附近。而图右采展频调变方式的放大器，其噪声峰值能量与谐波都显著降低了，而且有较好的噪声阶层（noise floor）表现。
展频调变技术的好处
归纳展频调变在此所带来的好处有二：因为有较低的电磁辐射噪声峰值能量，而改善了电磁干扰的表现；以及，免除了丁类放大器为对抗电磁干扰而用了滤波器之后，所产生的种种问题。如【图三】所示，就是一款推出不久的组件，其乃具展频调变技术的丁类音频放大器芯片（LM4675）。
诚如各位所知，美国联邦政府与欧盟主管单位（即一般所谓的CE标准）对于电磁散射与干扰有着许多的规定，当然这些规定同样也适用于配备了丁类放大器的各种数字消费性电子产品，即使某产品没有无线发射的功能，还是得依照这些规定来生产制造。如果不能通过这些规定，该产品就不得在美国与欧洲市场中销售。
在此举出该芯片基本的电磁干扰测试结果为例，请见【图四】，其数值均符合FCC Class B测试规定。该图中，上方的横线是FCC的规定数值，所有噪声皆不得高过该准位。
由这个例子看来，展频调变技术对于改善丁类音频放大器的电磁干扰表现，有着立竿见影的功效。先前所提到大费周章的「尽人事」，像是采用电感电容滤波等方法，其实用在传统的丁类放大器上还勉强可以，但用在锱铢必较的可携式产品上，反而就力不从心了。
摆脱EMI的困扰
而在采用了展频调变技术的丁类放大器之后，将有助于该产品符合FCC/CE的规定，甚至是与电磁干扰相关的标准，如：军用的Mil-Std-461。此外，对于任何需要通讯、音乐播放、广播收听、耳机的可携式行动装置来说，这种展频技术将可以广泛地运用在其各个层面里。
不可讳言地，电磁干扰问题一直以来都是业界重视的焦点之一。身为明智的研发人员，当然也了解这些问题对于产品开发的重要性。而今后，该如何利用展频调变技术来摆脱产品之电磁干扰，将是在可携式产品设计的这条路上，所不能忽视的一项课题。
参考数据
（1）D. Self, Audio Power Amplifier Design Handbook, Fourth
Edition, 2006.
（2）Goldberg and Sandler, “Noise Shaping and Pulse-width
Modulation for All-digital Audio Power Amplifier,” J. Audio
Eng. Soc., p. 449, Feb. 1991.
（3）D. Self, Audio Power Amplifier Design Handbook, Third Edition,
p. 35, 2002.
（4）R.A. Scholtz, “The Origins of Spread Spectrum
Communications,” IEEE Trans. on Comm., Vol. Com-30,
pp 822-854, May 1982.
作者简介：Bill McCulley与Royce Higashi均任职于美国国家半导体（National Semiconductor）公司，前者为营销工程师，后者则为应用工程师，该公司总部位于美国加州，网址：http://www.national.com/，其中文网址是：http://www.national.com/CHT/。
原文刊载于《Portable Design》杂志二○○七年一月号。
译者简介：柳林纬，系本刊特约撰述，为资深电子信息媒体新闻工作者。
译注：展频调变，spread spectrum modulation，又译为扩频调变，在此调变中，传输信号的平均功率频谱密度，以随机或者准随机的方式，扩展至某个比其传输信息要求还高的频带宽中。其特色为允许多路存取通信路径，并且可增加抗噪声和干扰的能力。
译者整理：
如需进一步了解本文中所提到的相关知识或信息，请参考下列网址：
http://www.national.com/pf/LM/LM4675.html
http://www.cellphone.eetchina.com/ART_8800381327_2000004_
7ffb0001200511.HTM
http://study.tnit.edu.tw/teacher/wolf/39/(2).pdf
http://www.audiodesignline.com/showArticle.jhtml?printableArticle
= true&articleId=197000712
http://faculty.capitol-college.edu/~lpbattle/OtherPages/
MIL-STD-461E.pdf
http://www.amrel.com/ASL_whitepaper.html
http://www.fcc.gov/
http://ec.europa.eu/enterprise/rtte/index_en.htm
http://ec.europa.eu/enterprise/electr_equipment/legislat.htm
http://ec.europa.eu/enterprise/newapproach/legislation/guide/
http://www.dti.gov.uk/innovation/strd/cemark/page11646.html
http://www.twn.tuv.com/Services/product/european/electric.htm
http://www.ul.com/regulators/CEmarkinfo.cfm
http://www.emchome.net/article.php/110
http://www.cetest.nl/
http://www.compliance-club.com/
http://www.ce-marking.org/
D类放大器在过去的几代产品中已经得到了巨大的发展，系统设计者极大地改善了系统的耐用性并提高了其音频质量。实际上，对大多应用而言，使用这些放大器所带来的好处已经远远超过了它们的不足。
在传统D类放大器中，用控制器将模拟或数字音频信号在被集成到功率后端设备中的功率MOSFET管放大之前转换成PWM信号。这些放大器效率很高，使用很小的散热器或根本不需要散热器，且降低了对电源输出功率的要求。然而，与传统的A/B类放大器相比，它们本身也存在固有的成本、性能和EMI方面的问题，解决这些问题就是D类放大器的发展新趋势。
降低EMI
自从D类放大器诞生以来，由于其自身的轨对轨（rail-to-rail）供电开关特性而引起的大量辐射EMI就一直困扰着系统设计者，这将使设备无法通过FCC和CISPR认证。
在D类调制器中，通过将音频信号与高频固定频率信号比较，并将结果在固定频率的载波上调制，数字音频信号被转换成了PWM信号。形成的信号是可变脉宽的固定载波频率（通常在几百kHz），然后由高压功率MOSFET对这些PWM信号进行放大，放 大后的PWM信号再通过低通滤波器去掉载频，恢复出原始基带音频信号。
虽然这种拓扑结构很有效，但它也导致一些不希望的后果，如大量的辐射EMI。由于调制器采用固定频率载波，因此将产生基载波的多次谐波辐射。而且，由于PWM信号自身的开关特性，过冲/下冲和振铃将产生固定比率的高频（10～100MHz的范围）辐射EMI。为了压制辐射EMI，最新一代PWM调制器发展的趋势是采用扩展频谱调制技术。
扩展频谱调制技术用于在更大的带宽内扩展开关PWM信号的频谱能量，而不改变原始音频的内容。一个改进传统调制器高辐射EMI的有效方法是改变PWM开关信号的两个边沿，如图1所示。信号以载波频率为中心，但任何一个边沿都不是按周期重复的。这不仅维持了固定载波频率，而且由于边沿不是以固定比率跳变的，载波频率上的辐射能量就得到了极大的降低。
改善音频质量
和性能优良的A/B类放大器相比，D类放大器的音频性能是很差的，不仅失真大，而且动态范围窄。所以，当前D类放大器的设计者就必须改进其性能。通过集成高性能采样率转换器（SRC）和Δ-Σ处理技术，新一代解决方案使失真（THD+N）得到了更大的改善，而且动态范围也超过了100dB。
目前，D类放大器的一个噪声源是音频采样时钟的抖动。而时钟通常是由SOC（MPEG解码器和DSP等）产生的，即使很小的抖动也能迅速地影响到常规D类放大器的性能，因为音频时钟是与调制器的输出时钟关联的。
解决这个问题的一个方法是采用SRC技术。因为SRC使用本地稳定的时钟源来同步数字音频的时钟，例如石英晶体振荡器，所以调制器的输出抖动实际上与其他音频时钟是独立的、不相关的。SRC的另一个优点是无论输入音频的采样率如何波动，其输出开关比率都是固定的，这一点与基于PLL的调制器不同。当音频输入源改变或输入时钟缺失时，SRC也通过消除可听见的噪声改善了系统的耐用性。
与目前的高端DAC所采用的技术类似，通过集成高阶Δ-Σ处理技术，D类放大器的音频质量也得到了改善。基于Δ-Σ技术的调制器采用可以降低调制误差的内部反馈。通过减小采样误差，调制器可以改善输出失真，从而获得更好的音质。
降低系统成本
为了追求D类放大器更低的成本，设计者在功率放大级采用半桥放大拓扑结构，以达到降低复杂性和减少物料成本的目的。因为半桥结构输出通常是全桥的一半，功率MOSFET和外部滤波器件的数量也就减少一半。这也增加了后端设备单位功率通道数的数量。然而，半桥放大器在输出端也需要一个隔直电容，而且对供电干线上的噪声也是极其敏感的。
在启动时，隔直流电容必须被充电到偏置点（高压供电干线电压的一半）。如果输出信号没有从地电位上升到偏置点，就会在扬声器中产生很大的“噗”声（开机冲击声）。新型的D类放大器采用预充电电容使启动时扬声器保持无声。
使扬声器在隔直电容充电时保持无冲击声的方法之一是使用数字电压提升技术，也就是使PWM占空比从非开关状态缓慢增加到50％。这将不会在扬声器中产生较大的“噗”声，但由于MOSFET开关时产生大量的瞬态电流，扬声器也不是没有声音的。
使扬声器在隔直电容充电时保持无冲击声的另一种方法是模拟电压提升技术。在这种类型的电压提升过程中，一个电流源将电容充电到偏置点。一旦电容两端的电压达到偏置点，电流源就会关闭。
电源反馈
由于半桥是单端拓扑结构，就不存在差分全桥拓扑结构中的共模抑制。在一个全桥放大器中，由于放大器的差分输出是从同一个电压源供电的，公共电压源上的噪声将在输出端抵消。在半桥拓扑结构中，放大器供电电源上的任何交流纹波噪声都将直接耦合到输出端。由于半桥拓扑结构对电源供电噪声的敏感，常常需要提供供电抑制反馈（PSR）电路来进行降噪。
模拟D类放大器有许多本身固有的PSR特性，而完全的数字D类放大器则没有。在目前的数字PSR方案中，通常采用一个外部的ADC来监视放大器的供电电源。
反馈和噪声抵消处理是在调制器的数字域中进行的。有些制造商仅将这种反馈方法用于补偿那些降低系统性能的从供电干线上耦合进PWM输出端的交流噪声的影响。另外一些制造商也将其用于补偿由于负载变化而引起的直流供电电压的改变（电压降落），例如，低音单元（超重低音扬声器）所需要的快速浪涌电流，或者供电线路的电压波动。交流和直流器件中PSR反馈所带来的优点已经扩展到了全桥放大器，并改善了目前多通道家庭影院放大器中通道间的隔离，在串扰和线路电压改变到达输出之前有效地抵消了它们。
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噪声包括固有噪声及外部噪声，这两种基本类型的噪声均会影响电子电路的性能。外部噪声来自外部噪声源，典型例子包括数字开关、60Hz 噪声以及电源开关等。固有噪声由电路元件本身生成，最常见的例子包括宽带噪声、热噪声以及闪烁噪声等。本系列文章将介绍如何通过计算来预测电路的固有噪声大小，如何采用 SPICE模拟技术，以及噪声测量技术等。
热噪声
热噪声由导体中电子的不规则运动而产生。由于运动会随温度的升高而加剧，因此热噪声的幅度会随温度的上升而提高。我们可将热噪声视为组件（如电阻器）电压的不规则变化。图 1.1 显示了标准示波器测得的一定时域中热噪声波形，我们从图中还可看到，如果从统计学的角度来分析随机信号的话，那么它可表现为高斯分布曲线。我们给出分布曲线的侧面图，从中可以看出它与时域信号之间的关系。
图 1.1: 在时间域中显示白噪声以及统计学分析结果
热噪声信号所包含的功率与温度及带宽直接成正比。请注意，我们可简单应用功率方程式来表达电压与电阻之间的关系 （见方程式1.1），根据该表达式，我们可以估算出电路均方根 (RMS) 噪声的大小。此外，它还说明了在低噪声电路中尽可能采用低电阻元件的重要性。
方程式 1.1：热电压
方程式 1.1 中有一点值得重视的是，根据该表达式我们还可计算出 RMS 噪声电压。在大多数情况下，工程师希望了解“最差条件下噪声会有多严重？”换言之，他们非常关心峰峰值电压的情况。如果我们要将 RMS 热噪声电压转化为峰峰值噪声的话，那么必须记住的一点是：噪声会表现为高斯分布曲线。这里有一些单凭经验的方法即根据统计学上的关系，我们可将 RMS 热噪声电压转化为峰峰值噪声。不过，在介绍有关方法前，我想先谈谈一些数学方面的基本原理。本文的重点在于介绍统计学方面的基本理论，随后几篇文章将讨论实际模拟电路的测量与分析事宜。
概率密度函数：
构成正态分布函数的数学方程式称作“概率密度函数”（见方程式 1.2）。根据一段时间内测得的噪声电压绘制出相应的柱状图，从该柱状图，我们可以大致看出函数所表达的形状。图 1.2 显示了测得的噪声柱状图，并给出了相应的概率密度函数。
方程式 1.2: 高斯曲线分布曲线对应的概率密度函数
图1.2: 根据相应的概率密度函数所绘制的分布曲线
概率分布函数：
概率分布函数是概率密度函数的积分。根据该函数，我们可了解某事件在给定的时间段内发生的概率（见方程式 1.3 与图 1.3）。举例来说，我们可以假定图 1.4 为噪声概率分布函数，该函数告诉我们，在任意时间点上，在 -1V 与 +1V 之间（即 (-1, 1) 区间内）检测到噪声电压的概率为 30%。
方程式 1.3: 概率分布函数
图 1.3: 概率密度函数与概率分布函数
概率分布函数对我们将 RMS热噪声电压转化为峰峰值噪声非常有用。请注意，高斯分布曲线的尾部是无限延伸的，这就是说，任何噪声电压都是可能的。尽管理论上确实如此，但就实际情况而言，极大的瞬时噪声电压发生的可能性不大。举例来说，我们检测到噪声电压在 -3σ 与 +3σ 之间的概率为 99.7 %。换言之，噪声电压超出该范围的概率仅有0.3 %。因此，我们通常将噪声信号的峰值估算为±3σ（即 6σ）。请注意，也有些工程师将噪声的峰值估算为 6.6σ。人们对到底如何估计这个数值没有定论。图 1.4 显示，68% 的噪声都会不超过 2σ。表 1.1 总结了测量噪声电压时标准偏差与概率之间的关系。
图 1.4: 标准偏差与峰值噪声间的关系
表 1.1: 标准偏差数与测量概率百分比
因此，在一定的标准偏差条件下，我们可以根据关系式来估算峰值对峰值噪声。不过，总体来说，我们还是希望将 RMS 噪声电压转化为峰峰值噪声。人们常常假定 RMS 与标准偏差相同，不过事实并非总是如此。这两个值只有在不存在 DC 元件（DC 元件为平均值 μ）的情况下才相同。就热噪声而言，由于没有 DC 元件，因此标准偏差与 RMS 值相等。我们在附录中举出了“标准偏差与 RMS 相等”和“标准偏差与 RMS 不相等”两个不同的示例。
文章开头就给出了计算 RMS 热噪声电压的方程式。还有一种计算 RMS 噪声电压的方法就是先测量大量离散点，然后采用统计学方法估算标准偏差。举例来说，如果我们从模数 (A/D) 转换器中获得大量采样，那么我们就能运用方程式 1.4, 1.5 及 1.6 来计算噪声信号的平均偏差、标准偏差以及 RMS 值。附录中的示例 1.3 显示了在 Basic程序中如何运用上述方程式。我们在附录中还列出了一组更全面的统计方程供您参考。
方程式 1.4、1.5、1.6：离散数据的统计方程
本文最后要介绍的概念是噪声信号的叠加。为了叠加两个噪声信号，我们必须先了解信号是否相关。来自两个不同信号源的噪声信号彼此不相关。举例来说，来自两个不同电阻器或两个不同运算放大器的噪声是彼此不相关的。不过，噪声源通过反馈机制会产生关联。什么是相关噪声源叠加呢？一个很好的实例就是带噪声消除功能的耳机，其可通过累加反向相关的噪声来消除噪声。方程式 1.7 显示了如何叠加相关噪声信号。请注意，就带噪声消除功能的耳机而言，相关系数 C 应等于 - 1。
方程式 1.7: 叠加随机相关信号
方程式1.8: 叠加随机不相关的信号
在大多数情况下，我们都要叠加不相关的噪声源（见方程式 1.8）。在这种情况下叠加噪声，我们要通过勾股定理得到两个矢量噪声的和。图 1.5 显示了叠加噪声源的情况。我们通常可做近似地估计，如果一个噪声源强度为另一个的三分之一，较小的噪声源可忽略不计。
图 1.5: 噪声勾股定理
本文总结与后续文章介绍：
在关于噪声的系列文章中，本文介绍了噪声的概念，谈论了噪声分析所需的一些统计学基本原理。本系列文章中都将用到这些基础知识。本系列文章的第二部分将介绍运算放大器的噪声模型，并给出计算总输出噪声的一些方法。
致谢：
特别感谢以下人员提供的技术信息：
德州仪器 (TI) Burr-Brown产品部
Rod Burt，高级模拟 IC 设计经理
Bruce Trump，线性产品经理
Tim Green，应用工程设计经理
Neil Albaugh，高级应用工程师
参考书目：
Robert V. Hogg 与 Elliot A Tanis 共同编著的《概率与统计推断》，第三版，麦克米兰出版公司 (Macmillan Publishing Co) 出版；
C. D. Motchenbacher 与 J. A. Connelly 共同编著的《低噪声电子系统设计》，A Wiley-Interscience Publication 出版。
关于作者：
Arthur Kay 现任 TI 的高级应用工程师。他专门负责传感器信号调节器件的支持工作。他于 1993 年毕业于佐治亚理工学院 (Georgia Institute of Technology) 并获得电子工程硕士学位。他曾在 Burr-Brown 与 Northrop Grumman 公司担任过半导体测试工程师。 http://dict.cnki.net/dict_result.aspx?searchword=%E5%8A%9F%E6%94%BE An improved current-controlled tristate switching power amplifier based on sample-hold strategy is proposed in this paper。It can be implemented by a fairly simple circuit with high frequency bandwidth and fast dynamic response in a wide load range. The drawback of significant harmonic distortion produced by the fixed switching instants can also be overcome. By boosting the DC-link voltage, the improved power amplifier can work with a better dynamic characteristic without affecting other performance. The ope... 提出一种改进的基于采样-保持策略的电流三态调制开关功放。它保留了基本采样-保持开关功放控制简单、动态响应快、频带宽、受负载影响小等优点,同时降低了开关功放的电流纹波和损耗,提高了功放的效率。此外还可以在不影响系统其他性能的情况下,通过提高输入电压来进一步提高系统的动态特性。同时还阐述了该改进型开关功放的工作原理及电路实现,对改进前后的开关功放进行了仿真比较,并通过对两种开关功放原理样机的实验测试,验证了改进型开关功放的优越特性。 文摘来源 Power Amplifier(PA) is an important part of a mobile phone, and the efficiency of PA is a significant factor that affects time of a continuous phone call. In a 3G mobile telephone, considering the character of transmit signal, which restrict the efficiency of ,we‘d better select a PA with better linearity. Since the efficiency of PA in various output power is different, thepoorer signal is, the?less efficiency would be. For some power amplifiers, low power PA bias mode would improve the efficiency of PA int... 功率放大器是手机的重要组成部分,其效率是影响手机连续通话时间的重要因素。考虑第三代移动电话发射信号的特性,必须选用线性度较高的功放,这会限制功放效率。在不同输出信号功率下,功放效率将随信号的减小而下降。对于一些功放,在输出中小信号时,低功率偏压模式可改善功放效率。功放在低电压模式下具有较小的消耗电流,可以使用DC-DC电压变换器调整功放输入电压改善功放效率。 文摘来源 In Class D Power Amplifier, pulse width modulation technology is used to enhance its efficiency. The advantage of duty cycle is used to build the mathematical model for analyzing efficiency. Three circuits of Class D Power Amplifier: triangle wave oscillator, comparator, H-bridge are presented. Some important methods are given. The technology improved the sound quality at the same time. D类功放采用脉宽调制技术来提高功放的效率,利用占空因数,建立了分析功放效率的数学模型;详细描述了D类功放的三角波发生器、比较器、H–桥的电路设计;列出了在设计中的注意事项。不仅保证了功放的高效性,而且具有良好的音质效果。 文摘来源
什么是MOS场效应管MOS场效应管即金属-氧化物-半导体型场效应管，英文缩写为MOSFET（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect-Transistor），属于绝缘栅型。其主要特点是在金属栅极与沟道之间有一层二氧化硅绝缘层，因此具有很高的输入电阻（最高可达1015Ω）。它也分N沟道管和P沟道管，符号如图1所示。通常是将衬底（基板）与源极S接在一起。根据导电方式的不同，MOSFET又分增强型、耗尽型。所谓增强型是指：当VGS=0时管子是呈截止状态，加上正确的VGS后，多数载流子被吸引到栅极，从而“增强”了该区域的载流子，形成导电沟道。耗尽型则是指，当VGS=0时即形成沟道，加上正确的VGS时，能使多数载流子流出沟道，因而“耗尽”了载流子，使管子转向截止。
以N沟道为例，它是在P型硅衬底上制成两个高掺杂浓度的源扩散区N+和漏扩散区N+，再分别引出源极S和漏极D。源极与衬底在内部连通，二者总保持等电位。图1（a）符号中的前头方向是从外向电，表示从P型材料（衬底）指身N型沟道。当漏接电源正极，源极接电源负极并使VGS=0时，沟道电流（即漏极电流）ID=0。随着VGS逐渐升高，受栅极正电压的吸引，在两个扩散区之间就感应出带负电的少数载流子，形成从漏极到源极的N型沟道，当VGS大于管子的开启电压VTN（一般约为+2V）时，N沟道管开始导通，形成漏极电流ID。
国产N沟道MOSFET的典型产品有3DO1、3DO2、3DO4（以上均为单栅管），4DO1（双栅管）。它们的管脚排列（底视图）见图2。
MOS场效应管比较“娇气”。这是由于它的输入电阻很高，而栅-源极间电容又非常小，极易受外界电磁场或静电的感应而带电，而少量电荷就可在极间电容上形成相当高的电压（U=Q/C），将管子损坏。因此了厂时各管脚都绞合在一起，或装在金属箔内，使G极与S极呈等电位，防止积累静电荷。管子不用时，全部引线也应短接。在测量时应格外小心，并采取相应的防静电感措施。下面介绍检测方法。
1．准备工作
测量之前，先把人体对地短路后，才能摸触MOSFET的管脚。最好在手腕上接一条导线与大地连通，使人体与大地保持等电位。再把管脚分开，然后拆掉导线。
2．判定电极
将万用表拨于R×100档，首先确定栅极。若某脚与其它脚的电阻都是无穷大，证明此脚就是栅极G。交换表笔重测量，S-D之间的电阻值应为几百欧至几千欧，其中阻值较小的那一次，黑表笔接的为D极，红表笔接的是S极。日本生产的3SK系列产品，S极与管壳接通，据此很容易确定S极。
3．检查放大能力（跨导）
将G极悬空，黑表笔接D极，红表笔接S极，然后用手指触摸G极，表针应有较大的偏转。双栅MOS场效应管有两个栅极G1、G2。为区分之，可用手分别触摸G1、G2极，其中表针向左侧偏转幅度较大的为G2极。
目前有的MOSFET管在G-S极间增加了保护二极管，平时就不需要把各管脚短路了。
什么是D类放大器？
技术分类： 模拟设计 消费电子设计 | 2007-04-25
作者：来源：YAMAHA公司
通过控制开关单元的ON/OFF，驱动扬声器的放大器称D类放大器。
类放大器具有以下的特征。
D类放大器的特征
高效率
以前的模拟放大器的效率停留在50％左右，剩下的50％主要作为热量被消耗。D类放大器的效率相当高，达到80～90％。不仅不浪费电源，有效地利用电源，还能得到较大的功率输出。以下是D类放大器和以前的模拟放大器的效率比较图表。可以看出D类放大器明显地高效率。
低发热
效率高，低发热。以前的高发热模拟放大器，封装大，需要大的散热板，因此需要较大的空间。而D类放大器发热少，能作小型封装。同时，不用散热板，从而能节约空间。以下是D类放大器和以前的模拟放大器的能量损失(发热)比较图表。可以看出D类放大器明显地能量损失(发热)小。
低消耗电力
D类放大器，效率高发热少，能减少不必要的功率消耗。在使用电池和干电池供电的应用中，可保持长时间持续供电。以下是D类放大器和以前的模拟放大器的消耗电流比较图表。可以看出D类放大器明显地消耗电流少。
D类放大器的操作概要
以前的模拟放大器和D类放大器的增幅电路，可表示为下图 。
模拟放大器的放大
模拟放大器线性放大输入信号。放大前和放大后波形不变。
D类放大器的放大
D类放大器通过PWM将输入信号变换为数字脉冲，进行放大。输出数字脉冲信号，用LPF提取音频信号。
整流电路 电力网供给用户的是交流电，而各种无线电装置需要用直流电。整流，就是把交流电变为直流电的过程。利用具有单向导电特性的器件，可以把方向和大小交变的电流变换为直流电。下面介绍利用晶体二极管组成的各种整流电路。
一、半波整流电路
图5-1、是一种最简单的整流电路。它由电源变压器B 、整流二极管D 和负载电阻Rfz ，组成。变压器把市电电压（多为220伏）变换为所需要的交变电压e2 ，D 再把交流电变换为脉动直流电。
下面从图5-2的波形图上看着二极管是怎样整流的。
变压器砍级电压e2 ，是一个方向和大小都随时间变化的正弦波电压，它的波形如图5-2（a）所示。在0～K时间内，e2 为正半周即变压器上端为正下端为负。此时二极管承受正向电压面导通，e2 通过它加在负载电阻Rfz上，在π～2π 时间内，e2 为负半周，变压器次级下端为正，上端为负。这时D 承受反向电压，不导通，Rfz，上无电压。在π～2π 时间内，重复0～π 时间的过程，而在3π～4π时间内，又重复π～2π 时间的过程…这样反复下去，交流电的负半周就被"削"掉了，只有正半周通过Rfz，在Rfz上获得了一个单一右向（上正下负）的电压，如图5-2（b）所示，达到了整流的目的，但是，负载电压Usc 。以及负载电流的大小还随时间而变化，因此，通常称它为脉动直流。
这种除去半周、图下半周的整流方法，叫半波整流。不难看出，半波整说是以"牺牲"一半交流为代价而换取整流效果的，电流利用率很低（计算表明，整流得出的半波电压在整个周期内的平均值，即负载上的直流电压Usc =0.45e2 ）因此常用在高电压、小电流的场合，而在一般无线电装置中很少采用。
二、全波整流电路
如果把整流电路的结构作一些调整，可以得到一种能充分利用电能的全波整流电路。图5-3 是全波整流电路的电原理图。
全波整流电路，可以看作是由两个半波整流电路组合成的。变压器次级线圈中间需要引出一个抽头，把次组线圈分成两个对称的绕组，从而引出大小相等但极性相反的两个电压e2a 、e2b ，构成e2a 、D1、Rfz与e2b 、D2 、Rfz ，两个通电回路。
全波整流电路的工作原理，可用图5-4 所示的波形图说明。在0～π 间内，e2a 对Dl为正向电压，D1 导通，在Rfz 上得到上正下负的电压；e2b 对D2 为反向电压，D2 不导通（见图5-4（b）。在π-2π时间内，e2b 对D2 为正向电压，D2 导通，在Rfz 上得到的仍然是上正下负的电压；e2a 对D1 为反向电压，D1 不导通（见图5-4（C）。
图5-5（a ）为桥式整流电路图，（b）图为其简化画法。
三、桥式整流电路
桥式整流电路是使用最多的一种整流电路。这种电路，只要增加两只二极管口连接成"桥"式结构，便具有全波整流电路的优点，而同时在一定程度上克服了它的缺点。
桥式整流电路的工作原理如下：e2 为正半周时，对D1 、D3 和方向电压，Dl，D3 导通；对D2 、D4 加反向电压，D2 、D4 截止。电路中构成e2 、Dl、Rfz 、D3 通电回路，在Rfz ，上形成上正下负的半波整洗电压，e2 为负半周时，对D2 、D4 加正向电压，D2 、 D4 导通；对D1 、D3 加反向电压，D1 、D3 截止。电路中构成e2 、D2 Rfz 、D4 通电回路，同样在Rfz 上形成上正下负的另外半波的整流电压。
上述工作状态分别如图5-6（A） （B）所示。
图5-6（A）
如图5-6（B）
如此重复下去，结果在Rfz ，上便得到全波整流电压。其波形图和全波整流波形图是一样的。从图5-6中还不难看出，桥式电路中每只二极管承受的反向电压等于变压器次级电压的最大值，比全波整洗电路小一半！
四、整流元件的选择和运用
需要特别指出的是，二极管作为整流元件，要根据不同的整流方式和负载大小加以选择。。如选择不当，则或者不能安全工作，甚至烧了管子；或者大材小用，造成浪费。表5-1 所列参数可供选择二极管时参考。
"另外，在高电压或大电流的情况下，如果手头没有承受高电压或整定大电滤的整流元件，可以把二极管串联或并联起来使用。
图5-7 示出了二极管并联的情况：两只二极管并联、每只分担电路总电流的一半口三只二极管并联，每只分担电路总电流的三分之一。总之，有几只二极管并联，"流经每只二极管的电流就等于总电流的几分之一。但是，在实际并联运用时"，由于各二极管特性不完全一致，不能均分所通过的电流，会使有的管子困负担过重而烧毁。因此需在每只二极管上串联一只阻值相同的小电阻器，使各并联二极管流过的电流接近一致。这种均流电阻R一般选用零点几欧至几十欧的电阻器。电流越大，R应选得越小。
图5 -8示出了二极管串联的情况。显然在理想条件下，有几只管子串联，每只管子承受的反向电压就应等于总电压的几分之一。但因为每只二极管的反向电阻不尽相同，会造成电压分配不均：内阻大的二极管，有可能由于电压过高而被击穿，并由此引起连锁反应，逐个把二极管击穿。在二极管上并联的电阻R，可以使电压分配均匀。均压电阻要取阻值比二极管反向电阻值小的电阻器，各个电阻器的阻值要相等。
滤波电路设计 交流电经过二极管整流之后，方向单一了，但是大小（电流强度）还是处在不断地变化之中。这种脉动直流一般是不能直接用来给无线电装供电的。要把脉动直流变成波形平滑的直流，还需要再做一番“填平取齐”的工作，这便是滤波。换句话说，滤波的任务，就是把整流器输出电压中的波动成分尽可能地减小，改造成接近恒稳的直流电。
电容滤波
电容器是一个储存电能的仓库。在电路中，当有电压加到电容器两端的时候，便对电容器充电，把电能储存在电容器中；当外加电压失去（或降低）之后，电容器将把储存的电能再放出来。充电的时候，电容器两端的电压逐渐升高，直到接近充电电压；放电的时候，电容器两端的电压逐渐降低，直到完全消失。电容器的容量越
大，负载电阻值越大，充电和放电所需要的时间越长。这种电容带两端电压不能突变的特性，正好可以用来承担滤波的任务。
图5-9是最简单的电容滤波电路，电容器与负载电阻并联，接在整流器后面，下面以图5-9（a）所示半波整施情况说明电容滤波的工作过程。在二极管导通期间，e2 向负载电阻Rfz 提供电流的同时，向电容器C充电，一直充到最大值。e2 达到最大值以后逐渐下降；而电容器两端电压不能突然变化，仍然保持较高电压。这时，D 受反向电压，不能导通，于是Uc便通过负载电阻Rfz 放电。由于C和Rfz 较大，放电速度很慢，在e2 下降期间里，电容器C上的电压降得不多。当e2 下一个周期来到并升高到大于Uc时，又再次对电容器充电。如此重复，电容器C两端（即负载电阻Rfz ：两端）便保持了一个较平稳的电压，在波形图上呈现出比较平滑的波形。图5-10（a）（b）中分别示出半波整流和全波整流时电容滤波前后的输出波形。
显然，电容量越大，滤波效果越好，输出波形越趋于平滑，输出电压也越高。但是，电容量达到一定值以后，再加大电容量对提高滤波效果已无明显作用。通常应根据负载电用和输出电说的大小选择最佳电容量。表5-2 中所列滤波电容器容量和输出电流的关系，可供参考。 电容器的耐压值一般取 的1．5倍。
表5-3中列出带有滤波器的整流电路中各电压的关系。 表一、
输出电流 2A左右 1A左右 0.5-1A左右 0.1-0.5A 100-50mA 50mA以下 滤波电容 4000u 2000u 1000u 500u 200u-500u 200u采用电容滤波的整流电路，输出电压随时出电流变化较大，这对于变化负载（如乙类推挽电路）来说是很不利的。
二、电感滤波
利用电感对交流阻抗大而对直流用抗小的特点，可以用带铁芯的线圈做成滤波器。电磁滤波输出电压较低，相输出电压波动小，随负载变化也很小，适用于负载电流较大的场合。
三、复式滤波器。
把电容按在负载并联支路，把电感或电阻接在串联支路，可以组成复式滤波器，达到更佳的滤波效果口这种电路的形状很象字母π，所以又叫π型滤波器。
图5－12所示是由电磁与电容组成的LC滤波器，其滤波效能很高，几乎没有直流电压损失，适用于负载电流较大、要求纹波很小的场合。但是，这种滤波器由于电感体积和重量大（高频时可减小），比较笨重，成本也较高，一般情况下使用得不多。
由电阻与电容组成的RC滤波器示于图5－13中。这种复式滤波器结构简单，能兼起降压、限流作用，滤波效能也较高，是最后用的一种滤波器。上述两种复式滤波器，由于接有电容，带负载能力都较差.
数字功放仍需模拟功夫 ——如何设计出理想的D类放大器？
技术分类： 模拟设计 消费电子设计 | 2004-07-30
在多通道和数字音源时代，采用D类放大器以简化前级线路、提高功放效率从而降低对电源及散热的要求，这已是大势所趋。但D类功放虽然也被称作数字化功放，但在电路设计上绝不像纯粹的数字电路那么简单，也不是直接采用一两块芯片就可以大功告成的。以数字手段实现模拟功能，仍然需要考虑许多模拟方面的因素，但考虑的因素和角度与传统的线性功放又有很大差异。本文除了介绍D类放大器的基本原理和好处之外，还着重讲解了输出级设计、功放管选择、电源、电磁兼容，以及电路板布局方面需要注意的一些问题，这些实用知识有助于设计师减少走弯路的麻烦。
D类放大的好处
凭借诸如极佳的功率效率、较小的热量以及较轻的供电电源等优点，D类放大器正在音频世界掀起风暴，这一点儿也不令人惊奇。的确，随着技术的成熟以及其所达到越来越好的声音重现效果，看起来继续使用D类放大器向市场渗透是一个颇有把握的赌注，以往在这个市场上只有传统的线性（A类、B类或AB类）功率放大器能够提供令人满意的性能。
环绕声格式的不断进步加速了这种趋势。由于越来越多的家庭和车内娱乐系统、DVD播放器以及AV接收机需要驱动六个或更多的扬声器，线性放大器及其电源的尺
输出级数模转换机制
所有D类系统的共同特点及其超群的功率效率的奥秘就在于输出级（通常是MOSFET）的电源器件总是要么全通要么全关。这与线性放大器形成对比，线性放大器输出晶体管的导通状态随时间变化。晶体管消耗的功率是其压降与流过电流之积（P=IV），通常占到线性放大器消耗的总功率的50%或更多。在D类系统中不是这样。由于所有输出晶体管要么压降为零（处于“通”状态）要么流过的电流为零（处于“关”状态），理论上根本不会损失能量。回到现实世界中，安装在数以百万计的微处理器之上的冷却风扇表明即使是纯数字系统也会以发热的形式浪费能量，D类放大器达到的功率效率在85至90%之间。
不过，如何使一个天生只能产生方波的开关器件再现音乐中多种多样的波形呢？某些类型的高频“数字”信号可以通过低通滤波产生平滑的“模拟”输出。最广泛使用的就是脉宽调制（PWM：pulse width modulation）技术，其中矩形波的占空比与音频信号的振幅成正比。通过与一个高频锯齿波比较，可以很容易地将模拟输入转换为PWM（参见图1）。
图1, 具有模拟输入的D类系统
但是，从CD和DVD光盘到数字广播和MP3，大多数当今的媒体格式都是数字的，在进行D类放大之前将其转换为模拟信号不可避免地会增加噪声并提高系统复杂性。在数字域将信号变换为PWM避免了这个问题，并且还消除了比较器和锯齿波发生器，这是两个天生会产生噪声和干扰的模拟元件（参见图2）。
图2 具有数字输入的D类系统
利用现有芯片功能
利用这种工作原理，Wolfson Microelectronics最近推出了一款PWM控制器。WM8608构成了具有多达6.1个输出声道的数字输入D类解决方案的基础。该方案采用了I2S或类似标准格式的数字输入，将每个声道转换为一个高频PWM信号，驱动由四个功率MOSFET组成的输出级。然后由低通重建滤波器平均PWM信号，显现由原始数字信号代表的模拟电平。然后再将该经过滤波的信号传送到扬声器（参见图3）。
图３，以WM8608为特色的系统方框图
为了产生PWM输出，WM8608首先生成一个内部时钟，其256个周期构成一个PWM周期。根据数字输入，PWM输出在12至244时钟周期之间保持为高，在其它地方则保持为低（最初12个周期总为高，最末12个周期总为低）。因此在一个PWM周期之内可以产生232 (244-12)个不同的输出电平。实际上，这就是一个232级数模转换器（DAC），分辨率为7.86 bits (log2 232)。不过，这还不是一个完整的故事：由于典型的PWM频率为384或352.8kHz，存在8种可以代表各个音频采样的PWM周期。WM8608发挥了这种过度采样（oversampling）的优势，利用了线性化和噪声整形技术，这些技术最初是为将西格玛-德尔塔DAC的有效分辨率提高到高于16 bits而开发的。高于100dB（A-权重）的信噪比已经得到验证。
保持内部时钟“清洁”至关重要，因为任何抖动都会引起PWM信号边缘定时的随机变化，这会以噪声的形式出现在模拟输出中。因此内部时钟由一个芯片内低噪声锁相环（PLL）通过系统主时钟产生。只要主时钟适当地清洁，这样就会消除掉大多数抖动。理想情况下，主时钟也应该由WM8608产生。因为这样可以把振荡器和PLL之间的连接保留在芯片内，就防止了来自开关输出级或其它来源的干扰破坏时钟。此外，不需要外部PLL滤波元件，降低了对PCB布局的敏感性。为了使噪声不影响给PLL供电的3.3V模拟电源，在接近电源引脚处插入了一个去耦滤波器。
输出级设计
与模拟放大器非常类似，D类输出级可以每声道与两个晶体管单端连接，或者构成四晶体管桥接类型。后者通常是首选，因为它提供了无需隔直流电容器的单电源操作（参见图4）。
图４，“H”桥接输出级
而单端连接的输出级要么要求很大的电容器来消除输出的直流偏置，要么需要更多昂贵的分立电源。桥接配置的另一个优点是将输出振幅(Vpk-pk)从Vs（电源电压）加倍到2VS，使得给定电源电压能够提供的理论最大功率Pmax提高到四倍：
实际上，PWM控制器的占空比范围仅限于5%到95% (12/256及244/256)，将输出振幅限制在2VS到1.8VS，而由于阻性损耗功率输出进一步降低。可以计算如下：
其中RParasitic包括一个NMOS和一个PMOS器件的“通”电阻以及电源的内电阻、滤波电感器的串联电阻和PCB迹线电阻。
一个使输出功率最大化的简单办法是使用低阻抗扬声器。例如 ，对于同样的供电电压，一个4Ω的负载所汲取的功率是一个8 Ω扬声器的两倍。但是，这会略微降低功率效率，因为与负载自身相比寄生电阻变的更重要。
动态峰值抑制是一种使音频信号无需更强输出级就可以发声更响的技术。本质上，它在数字域放大信号，动态调节增益来预防削波。WM8608利用了一个具有频率相关延迟的特别峰值抑制器来避免低频失真。
选择合适的晶体管
为输出级选择适当的元件非常关键，因为其特性对系统性能具有很大的影响。首先，功率MOSFET必须能够承受其所期望处理的电压和电流。由于快速开关的PWM信号会在输出滤波电感器上引起反向电动势（EMF），最大的额定漏-源电压应该至少比供电电压高25到50%。其次，功率MOSFET的“通”电阻导致发热并降低功率效率，因此应该尽可能低。常用的具有4或8Ω阻抗的扬声器要求RON远低于0.2 Ω，以保证阻性损耗适度地低。
开关延迟是选择输出器件的另一个重要参数。WM8608产生脉宽范围为122ns到2.7μs的PWM信号。为了保持信号完整性，输出级（功率MOSFET加上电平转换器）的开关延迟与最小PWM脉宽相比应该很小。一个较不明显的潜在问题是晶体管之间开关特性的匹配。例如，如果一个NMOS器件的开启比其对应PMOS的关闭快的多，两种器件的“通”时期就可能在信号边缘出现短时间的重叠。在两种器件都导通的情况下，供电电源本质上是短路的，导致功率效率降低，热耗散增加，并且可能降低供电电压，这将使音频信号失真。
最后，设计人员还应该关注MOSFET门电容。大电容会引起RC延迟，放慢晶体管开关速度。此外，这也增加了功率耗散，并使驱动MOSFET的电平转换器发热。由于同样的原因，电平转换器的输入电容也应该很小。
某些制造商提供集成输出级，可以直接连接到WM8608输出。这些集成电路（IC）通常包含四个匹配功率MOSFET，并且还控制PWM信号从3.3V（在WM8608输出）到更高电压的电平转换，以便能够正确地开关功率器件。此外，他们还提供内置的短路和过载保护。
电源因素
线性与开关电源的对比
在很多方法中，开关电源相对于传统线性电源越来越多的被使用反映了D类放大器的发展。两者普及性的不断增长都得益于其高功率效率、小尺寸和更低的冷却要求。因此，使用开关电源帮助设计人员得到了D类技术的全部好处。不过，在成本是最重要考虑因素的情况下，D类放大器也可以由常规线性电源供电。
开关电源的一个潜在问题是由于快速倒换大电流而引起的电磁干扰（EMI）。当电源和放大器中的不同开关频率发生交调时，这个问题就会恶化，产生在输出中可能听得到的音调。作为PWM控制器中的独特产品，WM8608提供了同步外部电源和芯片上PWM调制器的能力，消除了交调。
整流
无论使用何种类型的电源，D类放大器都比线性器件对电源供电质量敏感得多。因此，尽管D类技术几乎肯定能够降低电源要求达50%或更多，实际的电源设计往往还是宁愿更复杂一些。理由很简单：如果在电源和输出之间只有开关（功率MOSFET全通或全关），供电线上的任何电源或音带波动都将调制输出信号。换句话说，所有数字D类放大器都具有一个0dB的电源供电抑制比；它们本质上将电源用做电压参考。
因此，好的负载整流，不仅仅是针对直流而是对于整个音带来说是不可或缺的；不良整流的电源会导致谐波失真。许多制造商提供浮动整流器，可以附加到现有的电源上，以便在必要时改善负载整流。在每个放大器输出使用一个独立的整流器具有降低音频声道之间串扰得额外好处。
瞬态行为
供电电源的另一个关键指标是其处理瞬态的能力。为了使输出级精确地重现PWM信号，电源必须能够非常快地提高或降低其电流，并且不产生阻尼或降低输出电压。由于输出级的带宽限制在音频范围，线性放大器在这方面的要求更少。因此，一个在线性系统中表现良好的电源可能不适合D类技术。
存储电容器是确定电源瞬态行为的最关键元件。首先，其必须保持足够的电荷来防止电流冲击引起供电电压下降，直到整流器发生作用（快速整流器有助于使电容器适当地小）。其次，由于任何寄生电阻或电感都阻止存储电荷的快速传递，必须使用低ESR（有效串联电阻）电容器。添加一个与大的常规电解电容器并联的小的低ESR电容器是不够的：因为所有的输出功率都以短的突发形式提供，所以所有电容都必须是低ESR的。PCB铜迹线上的寄生电阻和电感同样有害，应该通过将存储电容器尽可能靠近输出级放置来尽量降低存储电容。
通过安排不同输出级中的MOSFET在不同时间开关，可以缓解对电源瞬态行为的要求。对于这个目标，WM8608的内置“PWM输出阶段”功能在各个输出声道的PWM信号之间引入了160ns的延迟。尽管160ns远不足以在输出中产生听觉差异，这将开关瞬态扩展到了整个PWM周期。在具有六声道的多声道系统 中，这种技术大大降低了最大顺势负载，并减少了串扰。
EMI和布局的考虑
EMI（电磁干扰）是D类放大器设计中永恒的关注点，因为它不得不承载高功率PWM信号的导线发射PWM频率的电磁辐射及其进入射频波带的谐波。长的非屏蔽扬声器电缆本质上就象天线一样。因此，重建滤波器在满足相关规章方面起到重要作用。设计人员经常面临两难境地，即低截止频率的滤波器可以抑制EMI，但是也损耗音频频谱的高端，而高截止频率会保持平坦的频率响应，却要付出增加EMI的代价。高阶滤波器可以满足两种要求，但是更贵，而且会降低功率效率。WM8608提供了内置的数字扬声器均衡器，可以安排为三重放大。这使得使用低截止的低阶重建滤波器，同时仍然保持频率响应在音频范围内平坦成为可能。
在放大器内部，可以通过保持输出级和滤波器之间的供电线和连接可行地短而降低EMI。可能的话，这些元件应该与供电电源在同一块PCB上。由于降低了阻性损耗，短而宽的铜迹线也使得放大器的效率更高。在多声道系统中，很难将大量的功率MOSFET靠近电源放置，为了防止串扰，一种在每端具有一个低ESR存储电容器的“星形”连接是非常理想的。
系统中可以方便地放置在离其它电路某段距离的地方的部件是PWM控制器。为了防止来自其它系统元件的干扰在PWM信号中引入抖动，WM8608输出可以从标准CMOS电压电平切换到LVDS（低电压差分信号）模式，每条线都用100 Ω负载终结。LVDS还降低了电磁辐射以及由长的信号运行引起的RC延迟。
测得的性能
消费者音频放大器的三个关键指标是总谐波失真（THD）、信噪比（SNR）和功率效率，D类技术相对于模拟技术具有无可争议的优势。对于噪声，D类技术现在在消费者市场上与大多数模拟放大器相当。例如，对于CD重放，SNR的瓶颈通常不在于放大器而在于光盘上的16-bit音频编码。借助更快的PWM开关，SNR在未来可能进一步改善。关键问题是供电电源和输出级是否能够跟上开关速度。这两种元件共同决定了THD，理想情况下应该作为一个单元共同设计。利用WM8608 PWM控制器和稳定而良好整流的电源，在传送1W音频功率时，测量显示THD为0.01% (-80dB)，在30W时则下降到0.1% (-60dB)。还得到了高达90%的效率和超过100dB (A-权重)的SNR。在同等线性放大器一半的功率消耗之下，D类技术达到这样的性能指标，证明其已经发展到了一个在消费者音频业务中无人能够忽视的地步。 D类放大器走向成熟技术分类： 模拟设计 消费电子设计 | 2006-02-22
来源：TI | Nicholas Holland
介绍 过去两三年间，设计人员通过添加新特性已增强了众多终端设备，其中之一就是加强了音频功能。该潮流影响了许多消费类产品，如平板显示器、PDA 以及移动电话等。随着对性能的要求不断提高，人们也要求音频放大器具有更多特性，包括以更高功率水平将更佳音频质量推进到更低阻抗负载中的基本需求。一般来说，AB 类放大器已能够较好地应付这些终端设备的早期性能与成本要求，但线性放大器的特点已不再适应消费者的需求。因此，D 类放大器（又称线性放大器）在可提供更高音频功能的消费类产品的使用方面正向 AB类放大器提出挑战。今天，诸如 LCD 电视、等离子电视及台式替代型 PC 等许多终端设备均要求以相似的成本提供更高的输出功率，同时还要保持甚至降低尺寸。这种潮流加大了对更多 D 类设备的需求，也开放了许多原先由传统线性放大器提供服务的市场空间。 D类放大器 &nbs
p; 消费类产品厂商正向 D 类放大器转移的主要原因在于其极高的效率，这将意味着它产生的热量仅为线性放大器的一半。图1中的图示清晰地反映出，随着功率增加，D 类放大器迅速达到 85% 的效率，而线性放大器的效率随功率增长的速度则相当缓慢。大多数人听取电视音响的范围在 2～4W 之间。在这一层次上，当把 D 类与线性放大器进行比较时，我们会发现 D 类放大器的效率增长了4倍。效率改善与放大器产生的热量成反比。因此，就相同的输出功率而言，线性放大器需要更大的散热片，从而加大了它与 D 类放大器相比的尺寸。
图1 : 效率与输出功率
为进一步说明 D 类放大器在散热及输出功率方面的实际优势，德州仪器 (TI) 将某种品牌无线电或随身设备 (HU) (head unit) 的线性功率放大器改为 D 类放大器。该实验中，我们需要将热敏电阻放在散热片上，根据不同的输出功率测量环境温度。图2显示了线性放大器和 D 类放大器之间的性能差异，这反映出 D 类技术能够高效地提高输出功率，同时减小消费类产品的尺寸与成本。
图 2：温度与输出功率那么效率是如何实现的呢？ D类放大器与开关模式电源的工作方式相似，其中输出MOSFET可能是完全启动（饱和）或完全关闭（切断）的。其效果在于减小晶体管的功耗，并增加放大器的效率。不幸的是，开关时间和非交换时间中总会有损失（开关损耗和传导损失）。 出现开关时间中的损耗是由于FET的上升时间和下降时间大于零。出现这种情况有几个原因。第一，输出晶体管不能瞬时交换。从漏极到源极的通道要求一段特定的形成时间。第二，晶体管栅源电容和寄生电阻的痕迹形成RC时间常量，也增加了上升和下降时间。 在非开关时间中的功耗是由于每个FET 的RDS(ON) 和晶体管中的电流导致的。 但从总体而言，D类放大器的损失是最小的，正是由于该器件的交换性质，才使放大器实现了高得多的效率。其开关技术是脉冲宽度调制 (PWM)，它可比较输入模拟信号和高频率三角波形（通常为250 kHz），以生成输出波形。该波形随后驱动MOSFET H桥。随后形成的差动波形是PWM方波信号，其占空比与音频信号的振福成正比。来自H桥的信号通过输出滤波器驱动喇叭，或直接连接至喇叭（参见TI的TPA2000D和TPA3000D无滤波器系列产品）。图3显示了D类输出级就桥接式负载（BTL）配置而进行的典型配置。
点击看原图 图 3：D类放大器的典型配置&n bsp; 调制方案在确定所需滤波器类型方面发挥着重要的作用。例如，第一代TI 的D类放大器要求LC滤波器。图4显示了第一种使用的调制方案类型。在本方案中，当无输入信号时，差动PWM输出信号的占空比为50%。这50% 的占空比不生成可以听到的声音，因为平均波形为零。但是，它会从喇叭吸收并使用大量电流，这会导致不必要的功耗。现在，随着输入电压的增加，正极OUT+的占空也随之增加，而负极OUT-的占空比则会减小。
图 4：传统D类调制的输出电压和电流波形
就该类型的调制方案而言，应当实施二阶Butterworth低通滤波器。如图5所示，该滤波器采用了两个电感和三个电容器作为典型的桥接式负载输出。该滤波器主要作为电感，在电压交换时使输出电流保持一致，这减少了低状态功耗或无输入信号时的功耗。
图 5：典型的二阶Butterworth滤波器设计
该滤波器的主要缺陷是其超大尺寸及外部器件成本。此类调制方案无需滤波器即可使用而不影响保真度。由于扬声器既具电阻性又具电感性而且D类开关波形通过扬声器产生高电压，所以效率上的增益将受到损失。从而导致较高的电源电流，也丧失了D类带来的效率优势。 输出的较高电感产生较低的静电电流（无输入的电源电流），因为其限制了输出纹波电流的数量。L1 与 L2 感应器以及 C1 电容器构成差动滤波器，每十进即以40dB的斜率衰减信号。开关电流主要通过 C1、C2及C3，扬声器消耗的电流极少。 该滤波器还极大地减少了电磁干扰 (EMI)。EMI 是由电流瞬时变动产生的磁 (H) 场或差动电压产生的电 (E) 场形成的。图5中的滤波器包括共模及差动滤波器，所以其不仅可减少了磁场还可减少电场。 在TI 新一代的 D 类放大器 TPA2000D 以及 TPA3000D 产品系列中，调制方案经过修改，只产生非常短的差动功率脉冲，以避免无输入信号时发生"击穿"。就TPA2005D1 而言，这就使电源电流增加了不足3mA ，且负载在交换频率上具有感应性及电阻性。图6 显示了TI 的无滤波器 D 类调制方案的输出波形。
点击看原图 图 6：新一代D类调制的输出电压和电流波形该创新性调制方案不再需要二阶Butterworth低通滤波器，从而极大减少了系统成本以及解决方案尺寸。EMI可能还是一个问题，但实际的实验室测试显示，与放大器输出串联的铁氧体磁环及接地电容器实际上起到了共模滤波器的作用，因此也减小了电场，换言之也减小了振幅或MHz范围的交换和声（见图7）。典型使用的电容以及铁氧体磁环值分别为1 nF和100 W @ 100 MHz。这有利于必须通过 FCC 和 CE 标准的电路，因为 FCC 和 CE 测试大于 30M HZ 的辐射量。
点击看原图 图 7：新一代D类调制的输出电压和电流波形
通过使用上述调制方法，由于正负输出信号是同相的，因此负载的差动电压在大多数开关周期都均为零伏。这极大降低了交换电流，从而也就消除了负载中的功耗。 结论 高级D类放大器的选择范围正在不断扩大，也使得各种消费者终端设备（如平板显示器、PDA、智能电话、移动电话、汽车无线电等）的设计者能够提高功率性能，同时保持甚至减小尺寸和降低成本。D类放大器的时代使得设计人员能够在各种产品中实施高性能音频，给消费者带来较以往更"低热"的体验。 D类音频功率放大器的评估及应用 52RD.com 2006年5月23日 现今几类基本功放拓扑中，AB类功率放大器已经被广泛的应用于各种音频产品，包括手机、mp3播放器和PMP系统中。考虑到AB类功率放大器能够提供高品质的信号放大性能，因此非常适合耳机和一些小功率喇叭的应用。但是由于更多、更新的便携式产品对多媒体功能有着更高的要求，立体声音频，3D环绕音效以及大音量输出已逐渐成为新一代便携式多媒体产品必不可少的功能。更小的外形设计、使用更薄的电池、较低的效率成为AB类功率放大器的致命弱点。为了解决节能和大功率音频输出之间的矛盾，D类功放较之AB类在效率上有了很大的提升，已逐步应用在一些高端产品中。下面将简单介绍D类功放的工作原理，以及基本的测试方法。
以安森美半导体公司NCP2820为例，D类功率放大器使用完全不同于AB类的工作模式，如图1所示，NCP2820内部由三部分组成：预放大、采样及脉宽调制和H型功率输出部分。
预放大，由一个全差分模拟运放构成，对输入的差分信号做相应的放大，增益由内部固定阻值的电阻Rf除以Ri得来。Ci和Ri构成一个低通滤波电路，隔离输入信号中不需要的直流部分。由于NCP2820使用了全差分运放，所以如果输入为全差分信号，Ci也可以省略。
采样及脉宽调制，把预防大以后的信号和一个250kHz的三角波相比较后形成一个250kHz脉宽调制的方波信号。每个脉冲的宽度实时体现了输入信号的幅度。
H型输出电路，如图1中显示由两对MOSFET构成，并由前级产生的脉冲信号驱动。产生具有功率输出的脉冲信号到负载扬声器。现在普遍应用的8Ω动圈式扬声器，其内部线圈具有近似15mH感抗和本身8Ω的阻抗构成解调电路，可以把脉冲方波还原成模拟信号。这也是为什么不需要在输出端外加低通滤波器做解调电路的原因。
NCP2820使用了1.5mm×1.5mm flip-chip的小型封装，以及很少的外部器件，使电路设计更为简单，电路板布线也更为方便。但这里需要强调的是由于D类功放的输出为近似250kHz的脉冲波形，所以在布线时，尽量使功放靠近扬声器，以避免不必要的噪声和干扰。
工程师在对AB类功放进行测试时，可以直接用示波器探头捕捉到实际的输入和输出波形。但是在测试D类功放时，由于输出不是模拟的音频信号，而是一定频率的数字脉冲方波，这就需要附加滤波器来进行测试。图2为D类音频功放的测试配置。
从工程师的角度看，THD+N（总谐波失真+噪声）和PSRR（电源抑制比）是相对比较重要的两个参数，这两个参数直接体现了音频放大器的性能。
图3给出了测试谐波失真+噪声的电路配置。利用音频分析仪的信号发生器可以产生供测试用的标准正弦差分或单端信号输入到NCP2820，并检测NCP2820的输出端。可以按照测试设定的要求分析输入以及输出信号，并按照设定，显示出测试结果。
如果设定测试输出THD+N性能相对输出功率时，音频分析仪的信号发生器会在一个固定频率点上调整输入到NCP2820的正弦波的幅度，并且测试出在不同幅度输入下输出信号的谐波值，依据给定负载计算出功率。这个功率值除以基带功率就得到THD+N的测试结果，并以图形形式表现出来，如图4为NCP2820在4.2V电源电压，8Ω负载下，得到的测试结果。可以看出NCP2820 在1W的输出功率下，THD+N<1%保证了输出音乐的质量
如果需要测试输出THD+N性能相对信号频率时，音频分析仪的信号发生器会在一个固定幅度点上调整输入到NCP2820的正弦波的频率从20Hz~20KHz，同时分析仪的接受端口测试出在不同频率输入下输出信号的谐波值，每个测试值都需要与基带频率相比然后以图形的形式表现出来, 图5为NCP2820 在8Ω负载下得到THD+N性能相对频率的特性曲线。
THD+N的性能决定了输出音质的好坏。由于D类功放的工作原理，因此性能会略差于AB类功放。
另一个相对重要的性能参数就是PSRR电源抑制比，这个参数体现了功放受电源电压波动影响的程度。在便携式无线通讯产品中显得尤为重要。
如图6中所示为电源抑制比测试的基本配置。可以看出和谐波失真测试不同，此时的NCP2820的输入端被接到地，理想情况下BTL输出得到的差分信号应该为零。但是由于电源波动会造成输出信号产生相应的波动，从而产生可以被听见的噪声。在测量电源抑制比相对电源波动频率时，信号发生器产生一个幅度固定频率从20Hz~20KHz的标准正弦信号，通过BUFFER驱动提供NCP2820工作所需的直流分量。分析仪的接受端口测试出在20Hz~20KHz频率下，输出信号的有效值，然后和输入信号有效值相比较，并以图形表示出来，如图7以dB为单位表示的NCP2820的电源抑制比特性波特图。
综上所述，音频放大器的测试配置需要依赖专业的音频分析仪进行，通常工程师会对系统作整体的测试，而不会针对放大器IC做上述详细的测试。安森美半导体公司所提供的所有音频放大器件包括NCP2890, NCP2892, NCP2809, NCP4894, NCP2820，NCP2821都在datasheet中提供了相应的测试结果，保证了产品的质量。 D类放大技术卷土重来技术分类： 模拟设计 | 2005-09-19
来源：来源:电子产品世界 | 李泽 强劲的消费市场一直是推进全职和计件设计师工作的动力。IC Insights公司认为DVD播放机是增长最快的电子产品市场，预测2007年的发货量将达到1.168亿台。智能手持设备，例如PDA和智能电话占第二位，数码静止相机的增长达到第三位，随后是数字机顶盒和便携式压缩语音设备。去年圣诞节疯狂抢购库存的最后一部数字音乐播放机iPod的情景仍记忆犹新。 除了数码静止相机以外，全部增长中的电子产品市场的共同特点是具备语音能力，在要求降低体积和重量的同时也要求综合更多的特性。但是，计算功能、互联网接入、照相和底片裁剪、播放音乐、以及声音传送等都带来令人头痛的干扰。例如，一位正在重新启动PC机的失去耐心的客户，碰到了智能电话的多功能特性被“搞跨”或消失时会非常狼狈。 D技术的激励 D类技术正在
回流，对放大器来说有何意义呢？D类放大亦称为脉宽调制(PWM)，在真空管时期的1950年代已经出现。它排在A类、AB类(传统放大器)、B类和C类的后面，虽然具有更高输出而且在较小的占用面积下提供更高电源效率和热效率，但是它并未获得音频专家们的青睐。较小的电源尺寸无需使用散热器，可降低成本和减小占位空间，现在是多通道音频系统的时代，D类放大的优点大有用场。例如，典型的DVD系统正从6路30W通道向6路60W通道过渡，这样的指标对传统AB类放大器在体积、重量、散热和成本方面都达不到要求。对于消费电子产品来说，成本因素是绝对不应低估的。 D类放大技术基本上是一边输入加有三角波而另一边输入加有音频信号的比较器，输入信号可以是带有或没有反馈的数字或模拟信号。产生的PWM脉冲序列再送入功率场效应晶体管(FET)，扬声器起着滤波器的作用，将放大后的PWM信号转换成人类耳朵可检测的模拟信号，如图1所示。
图1 采用模拟输入的数字音频系统 信号的混合 Wolfson微电子公司是研发D类解决方案的公司之一，该混合信号半导体公司相信，数字技术是大功率、多通道音频的主力，适用于产生驱动FET的PWM脉冲串。Wolfson利用它的混全信号音频变换经验生产多通道PWM数字功率放大器的控制器WM8608。该器件提供纯数字信号至末级输出和换能器，无需数字至模拟的转换。 对数字数据采用脉冲编码调制(PCM)流和数字解码，PWM脉冲串直接由数字输入产生。因为信号在脉冲串的大部分保持数字量，器件具有更高的信号处理能力。 PWM脉冲串的一部分是模拟信号，由作为开关的功率FET将信号放大。放大后的信号直接加到扬声器，它对信号滤波和获得放大的信号输出。因而，FET性能在D类应用中十分重要，它从电源直接切换大的电流和送到输出端。处理高开关速度的FET要很小心，以免产生电磁干扰(EMI)。因此要安排好FET的位置和电路板布线。 D类放大之谜 WM8608的输出是6路全音频带宽的通道和1路降低带宽的副通道。PWM输出可选择CMOS或LVDS(低压差分信号)方式，使用LVDS可降低EMI和潜在的无线电干扰，允许较大的PCB板布线灵活性，因为LVDS的线迹可更长。PCM至PWM转换器支持7路PCM输入格式的音频通道。将后通道数据与中后扬声器或环绕扬声器的数据混合在一起，可以减少通道数目。 器件具有4波段图形显示均衡器的功能，可选择高频均衡量以满足不同的扬声器。每通道都有独立的音响控制，从24~103.5dB以每步0.5dB调节。 主要的数字解决方案采用DSP结构，这种低音管理技术只将高频信号送到扬声器。DSP结构对每个通道都使用动态峰值压缩器，特点是当增益>0dB时可以避免数字限幅，亦即为图形均衡范围保留足够的信号幅度。板上的相位锁相环路(PLL)使系统的时钟简化，器件不必使用MPEG和音频的时钟。 其它D类产品 还有其它公司采用D类技术，德州仪器(TI)公司已扩大业务到家庭影院产品，其中包括无滤波器的多种D类音频功率放大器，用于LCD平板显示、LCD投影仪和功率扬声器。它们的封装是薄型、小体积的标准PowerPad、表面贴装的24引脚TSSOP。 5V供电的TPA2008D2芯片集成有DC音量控制，可降低成本和缩短设计时间。影响输出功率电平的增益量由加到音量引脚的DC电压来控制。器件可在3Ω扬声器上输出2路3W的功率，效率达到80%而无需散热器，这正是15~17英寸LCD电视和多功能监视器所需的设计特点。此外，为了减小系统的热量，还降低从电源供应的电流。TI公司称，器件达到D类放大器的测试基准，噪声本底为-80dB。本底 噪声连同半功率的总谐波失真，再加上1KHz下的 0.045%噪声，在扬声器上可获得清晰、纯洁信号。 ST微电子公司利用BASH技术制成另一种综合AB类和D类优点的STA 5150器件，ST从Indigo公司取得BASH技术的许可证，采用ST 的BCO(双极CMOS，DMOS)工艺技术生产。 这种单芯片音频功率放大器使用DMOS功率晶体管，它工作在AB类方式以降低EMI(电磁干扰)和失真，采用BASH专用的外部电路结构以降低电源电压，检测功率级和外部升压变换器，达到改善系统的保护性能。器件在4W负载上输出200W，失真<10%和效率比传统的AB类器件提高3倍。 音效提高，D类功放走进中、高端 上网时间:2007年12月21日
D类音频放大器自推出以来一直以其高效率、小体积广受设计人员的关注，近些年随着价格的降低和可以媲美AB类音频放大器的音频质量，在一些大众化消费电子领域，包括家庭影院、DVD播放机、台式音响、便携式多媒体领域等，有逐渐取代AB类音频放大器的趋势，并赢得了很大的成长空间。
基于传统的对于D类放大器的认识和性能的预期，在一些相对中、高端的应用，如中、高价位的家庭影院、家庭立体声音响、有源扬声器、乐器和专业音频等领域，受D类的音频质量差于AB类的看法的影响，加上设计人员对系统功耗和体积的不重视，D类音频放大器目前还没有得到广泛的采用。IR最近推出的新型D类音频放大器打破了这一瓶颈。
“通常情况下，的确是AB类放大器的音频质量高于D类，然而事实正在改变，”国际整流器公司全球市场资讯副总裁Graham Robertson表示，“采用IR的IRS2092S D类放大器和IRF6645 MOSFET的IRAUDAMP5音频参考设计方案，在输入1kHZ、接4Ω负载时我们可以看到，在80W以下区域，THD+N实际上是低于传统的AB类放大器，而在60W附近，D类布局的THD+N更是达到了0.005%的水平。只有在80W到140W区域，AB类的性能才稍稍高过D类，即使在120W，该D类布局的THD仍不超过1%。”对于传统的家庭音响设备，消费者在日常使用时每个声道的功耗经常是在几十瓦的范围，因此在音响功放设备中采用该D类架构很好的满足了需求且达到了超过AB类的音效质量。
由于音频质量上的长足进步，D类音频放大器的其他优势就更加凸显出来。众所周知，D类放大器相比AB类放大器有着完全不同的架构，AB类放大器的工作原理类似于线性调节器，效率差而且需考虑散热问题；D类放大器采用PWM方式，工作原理类似开关调节器，具有较高效率，散热性能更优。Robertson指出，“采用新型芯片的D类音频解决方案要比AB类设计方案的面积更小。例如，在100W的应用中，IRS2092 IC和IRF6645 DirectFET MOSFET配合组成的功率放大解决方案可以减少60%的占板面积，也比典型材料表减少20%的器件数量。”传统的AB类设计往往会使用很大片的铝制散热器件，不仅占用空间，而且占据了很大部分的成本，而采用IR公司拥有专利的双面冷却DirectFET封装的MOSFET，可以完全省掉散热器，节省了很大一部分成本。“在50W以上的应用中，IR公司的D类布局的总体成本低于传统AB类布局，”Robertson表示。
D类放大器固然性能出色，也面临着不少的设计挑战。在进行50～500W的大功率的D类音频放大器的应用设计中，工程师往往会面临以下问题：对于许多音频设备设计者而言为一新领域，特别是在EMI和滤波设计方面；过电流保护设计比较复杂。对于新进入D类音频放大器设计的音频系统设计人员，IR提供了从原理图到PCB布线的完整的IRAUDAMP5参考解决方案，包括对EMI的考量和LP滤波器的设计，从而节省了设计时间且有助于工程师借鉴设计经验。而在过电流保护部分，IRS2092芯片集成了自复位控制功能的可编程双向过电流保护(OCP)、欠压锁定保护(UVLO)，同时还集成了启停“咔嗒”噪声抑制，可以很好避免过电流出现的问题。
图1：D类音频放大器(蓝线)与AB类音频放大器(红线)的THD+N对比
家庭音响设备多种多样，设计的灵活性同样十分重要。Robertson表示，IRS2092芯片采用扩展功率设计的可编程预置死区时间可以实现不同功率的方案，通过更换不同的MOSFET即可实现从50到500W、包括4Ω和8Ω负载的设计。他透露，IR 通过G5 HVIC工艺技术以及长期在功率器件领域积累的设计经验，已经瞄准了目前的100～500W的市场，而该市场只有采用D类放大器才能达到优异的性价比和可观的电源效率。更大的功率不仅仅意味着从音箱出来的声音更大，更提升了音频的动态范围从而提供了更为身临其境的音频体验。
借助新型D类音频放大器的推出，未来的中、高档音频系统将更加值得我们期待。
IR双通道120W D类音频放大器参考设计，无需散热器。
作者：张毓波、马一丁